УМЗЧ В КЛАССЕ AD

Два последних десятилетия ознаменовались повсеместным массовым вытеснением аналоговых методов обработки сигналов цифровыми (цифровая звукозапись, радиовещание, телевидение и т.д.). Тем не менее, в бытовой радиоэлектронной аппаратуре попрежнему продолжают использоваться (в том числе и на Западе) в основном аналоговые методы усиления звуковых сигналов. Выходные транзисторы в усилителях мощности (УМЗЧ) работают в классах А, АВ или в лучшем случае— В. Использование этих классов работы можно оправдать в стационарной аппаратуре, где требуется высокая верность звука и не предъяв- ляется жестких требований к КПД усилителя. В случае автономного питания (носимая аппаратура) расходование энергии гальванических элементов на разогрев радиаторов выходных транзисторов УМЗЧ кажется мне непозволительной роскошью.

Сэкономить электроэнергию, а следовательно, продлить жизнь гальванических элементов можно используя режим усиления сигналов с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ). Такой режим усиления звуковых сигналов широко применяется в мощных радиопередающих устройствах, работающих с амплитудной модуляцией или с однополосной модуляцией (ОМ) по методу Канна, который заключается в раздельном усилении амплитудных и фазовых составляющих ОМ-сигнала til-Принцип работы усилителей этого класса, получившего название класс D, состоит в том, что выходной каскад возбуждается импульсами прямоугольной формы. Скважность последовательности импульсов должна быть пропорциональна амплитуде усиливаемого сигнала [2].

Усилитель ШИМ позволяет получить более высокий, чем у усилителей класса В, КПД. Это преимущество особенно проявляется в малосигнальном режиме (при усилении сигналов низкого уровня), а так как реальный звуковой сигнал имеет большие динамический диапазон и пик-фактор, то преимущество ШИМ-усилителя над обычным аналоговым оказывается весьма существенным. На рис.1 представлены типовые зависимости КПД усилителей классов В и D от выходного напряжения [3]. Кроме того, в усилителях этого класса возможен режим непосредственного усиления цифровых сигналов (без преобразования в аналоговую форму).

На рис.2 показана структурная схема и поясняется принцип работы ШИМ-усилителя в случае, когда на его вход подается аналоговый сигнал. Генератор на входе вырабатывает последовательность прямоугольных импульсов с постоянной частотой следования fs. Следующий за ним интегратор преобразует прямоугольные импульсы в треугольные. Функцию непосредственно модулятора выполняет компаратор, который сравнивает эти полученные сигналы Ur(t) с входным звуковым сигналом Ue(t). Сигнал на выходе компаратора имеет вид последовательности прямоугольных импульсов с частотой следования fs. Ширина этих импульсов пропорциональна амплитуде (мгновенным значениям) входного сигнала. Затем последовательность прямоугольных импульсов поступает на усилитель мощности, работающий в ключевом режиме (в режиме насыщения). Фильтр НЧ подавляет несущую fs, ее гармоники и боковые полосы спектра модуляции, после чего на выходе получается усиленный аналоговый сигнал. Как это следует из теоремы отсчетов, частота дискретизации fs, как минимум, должна быть вдвое больше максимальной частоты передаваемого сигнала fe. Процессы коммутации как и нелинейные элементы схемы) вызывают появление боковых полос с частотами nfs + mfe. Коэффициент нелинейных искажений высококачественных усилителей класса D лежит обычно в пределах от 0,01 до 0,1 %.

Приведенный на рис.2 способ реализации ШИМ-усилителя не является единственно возможным. Существует 6 разновидностей усилителей класса D. Один из основных критериев разделения способов ШИМ — это количество различаемых уровней импульсов, то есть два ( + Umax и -Umax) или три (+Umax. -Umax и 0) уровня. Первый вид соответствует так называемому режиму AD, второй — режиму BD. Разновидности ШИМ отличаются и способом изменения ширины импульсов. По этому признаку различают одностороннюю и двустороннюю ШИМ. Кроме того, способ двусторонней ШИМ может быть реализован путем симметричного смещения фронтов относительно только одного периода дискретизации ("one sample") или по двум периодам ("two sample"), что позволяет вдвое уменьшить частоту коммутации (эффективную тактовую частоту). Расчеты нелинейных искажений позволяют сделать следующие обобщающие выводы. В режиме AD искажения меньше, чем в режиме BD. Симметричная ШИМ благоприятнее способа модуляции смещением одного фронта, поскольку при ее реализации исключаются четные искажения [3].

На рис.3 приведена схема стереофонического ШИМ-усилителя, работающего в классе AD с двусторонней симметричной ШИМ, а следовательно, вносящего, в принципе, минимально возможные искажения в усиливаемый сигнал. При создании данного усилителя автор использовал широко распространенную, дешевую элементную базу. Следствием этого был выбор низкой частоты дискретизации, которая составляет 45 кГц (чуть выше минимально возможной для звуковых сигналов). Это является вполне оправданным в аппаратуре невысокого класса, к которой принадлежат все носимые и большинство автомобильных звуковоспроизводящих устройств.

Номинальную выходную мощность, развиваемую усилителем на произвольном сопротивлении нагрузки, можно рассчитать по формуле:



где Un — напряжение питания; Rн — сопротивление нагрузки; Ri — сопротивления катушек L1 и L2. Пиковая музыкальная мощность усилителя превосходит номинальную примерно в 2 раза.

Рассмотрим работу схемы, изображенной на рис.3. На элементах DD1.1 и DD1.2 собран задающий генератор, вырабатывающий последовательность импульсов с частотой следования 90 кГц. Элемент DD2.1 формирует из этих импульсов меандр (скважность — 2) с частотой следования 45 кГц. При наличии высокого уровня на выводе 1 микросхемы DD2, происходит заряд емкости С9 через диод VD1 и источник тока VT1, а при низком уров- не емкость С9 разряжается через диод VD6 и источник тока VT2. Таким образом, на емкости С9 получаются импульсы треугольной формы. Эти импульсы являются опорным напряжением и поступают на один из входов компараторов, в качестве которых используются операционные усилитепи DA1 и DA2. На другой вход компараторов поступают усиливаемые звуковые сигналы левого и правого каналов.

Основные характеристики усилителя:

Номинальное сопротивление нагрузки. Ом.............. 4..,16

Входное сопротивление, кОм......... 10

Входное напряжение, В .......... 1

Диапазон воспроизводимых частот при неравномерности ............... АЧХ ЗдБ, Гц 20...20000

КПД.%.......... 80

Соотношение сигнал/шум, дБ .......... 70

Напряжение питания, В ........... 7,5...20

Коэффициент нелинейных искажений при Рвых=2.5 Вт, RH=4 Ом и Un=20 В, % ............. 0.5

Коэффициент нелинейных искажений при Рвых=5 Вт ........... 5

Схемы левого и правого каналов усилителя идентичны, поэтому в дальнейшем рассматриваем один из них. Резисторы R2, R4 и R6 предназначены для задания уровня постоянной составляющей во входном звуковом сигнале и обеспечивают скважность импульсов 2 на выходе усилителя при отсутствии звукового сигнала на входе. После сравнения звукового и опорного треугольного сигнала компаратором DA1, получается ШИМ-сигнал. Присутствующие в нем импульсы высокого уровня заряжают емкости С5, С7 через резистор R9 и диод VD2 соответственно. Импульсы низкого уровня разряжают емкости С5, С7 через диод VD3 и резистор R10 соответственно.

На выходе элемента DD1.3 формируется импульсный сигнал с задержкой заднего фронта (рис.4а), а на выходе элемента DD1.4— переднего (рис.4б). Эти задержки необходимы для компенсации времени рассасывания зарядов в базовых областях транзисторов выходного каскада и предотвращения сквозных токов. Подобные схемотехнические решения широко используются в импульсных источниках питания. Зная длительность рассасывания избыточных носителей в базовой области транзистора, можно сократить длительность импульса возбуждения точно на это же время. Это требует достаточно сложных схемотехнических решений, и значительно проще на это же время задержать момент открывания второго транзистора. Побочным эффектом данного компромисса является небольшой фазовый сдвиг усиливаемого звукового сигнала, особенно заметный на высоких частотах и затрудняющий введение отрицательной обратной связи. Зато при этом значительно улучшается КПД усилителя, и уменьшаются нелинейные искажения.

Транзисторы VT3, VT4, VT7.VT8, VT11, VT12 усиливают импульсный сигнал. Выходной каскад усилителя собран по схеме Дарлингтона (составной транзистор). Диоды VD7 и VD11 предназначены для ограничения выбросов напряжения на коллекторах составных транзисторов и защищают их от лавинного пробоя. С помощью диода VD9 производится выпрямление отрицательной составляющей сигнала, которая используется для уменьшения времени рассасывания избыточных носителей в базах транзисторов VT7, VT11, VT12, в течение которого ток коллектора продолжает оставаться таким же, как и в режиме насыщения.

После интегрирования импульсного сигнала на индуктивности L1 выходного фильтра, усиленный аналоговый сигнал поступает на головку громкоговорителя. В принципе, от выходного фильтра можно вообще отказаться, в этом случае интегрирование будет произведено непосредственно на индуктивности головки громкоговорителя, однако это приведет к некоторому ухудшению КПД усилителя и его электромагнитной совместимости. Для обеспечения стабильности тактовой частоты и уменьшения статической ошибки компаратора, питание всех микросхем усилителя осуществляется от стабилизированного источника, собранного на интегральном стабилизаторе DA3.

В зависимости от сопротивления нагрузки, элементы выходного фильтра рассчитываются по формулам:



где Rн — сопротивление нагрузки (Ом);
Fв и Fн — верхняя и нижняя граничные частоты усиления (Гц).

При напряжениях питания 7,5...11,5, 11,5...15 и 15...20 В, в качестве стабилизаторов следует использовать соответственно микросхемы КР142ЕН5А, КР142ЕН8А и КР142ЕН8Б. Как и в обычном аналоговом стереофоническом усилителе, выходную мощность в описываемом устройстве можно увеличить почти в 4 раза, применив мостовую схему включения УМЗЧ. Для этого необходимо поменять местами выводы 2 и 3 операционного усилителя DA2 и подключить нагрузку, как показано на рис.5. Наладка усилителя. Сперва следует установить движок резистора R6 в среднее положение, a R9 и R10 — в крайнее правое по схеме положение. Изменением сопротивления резистора R8 нужно добиться равенства постоянной составляющей напряжения на емкости С9 половине напряжения питания элемента DD2. После этого проконтролируйте размах треугольных импульсов на входе 3 компаратора DA1. В случае необходимости подбором емкости С9 добейтесь, чтобы размах треугольных импульсов (от пика до пика) составил 2...2,3 В. Снова резистором R8 следует выставить Постоянную составляющую напряжения на емкости С9. Контролируя потребляемый усилителем ток, медленно уменьшайте сопротивления резисторов R9 и R10 до начала лавинообразного нарастания тока, потребляемого усилителем. Зафиксируйте движки этих резисторов перед моментом начала роста потребляемого тока. В последнюю очередь резистором R6 устанавливают скважность импульсов на коллекторе транзистора VT11 равной 2, при отсутствии звукового сигнала на входе усилителя.

Необходимо отметить, что параметры усилителя в значительной степени зависят от его конструктивного оформления, поэтому необходимо поговорить о его конструкции. Одним из основных требований, предъявляемых к реактивным элементам L1, L2, С24, С25, является требование весьма малых потерь энергии в них на частоте коммутации, особенно в индуктивном звене фильтра. Поэтому для обеспечения высокого КПД усилителя в целом необходимо обеспечить высокую добротность индуктивного звена фильтра. Эти характеристики определяются типом сердечника катушки (лучше всего вообще обойтись без последнего, но в этом случае вырастут габариты фильтра), который должен иметь не только малые потери в спектре ШИМ-сигнала, но и обеспечивать постоянство величины магнитной проницаемости в широком диапазоне намагничивающего поля. Из отечественных магнитных материалов подойдут альсиферовые сердечники серий ТКЧ-32...ТКЧ-55. Возможно также применение тороидальных ферритовых сердечников с зазором в магнитной цепи для устранения насыщения сердечника.

Элементы VD1, VD6, VT1, VT2, R8, С9 расположены в непосредственной близости друг от друга и от микросхемы DD2. Конденсаторы С12, С13 необходимо разместить не далее чем в 10 мм от стабилизатора DA3, а СЮ, С11, С14, С15 — от транзисторов VT12, VT14. Емкости С16...С19 установлены в непосредственной близости от микросхем DD1, DD2, DA1, DA2 соответственно.

Все детали усилителя монтируются на двусторонней печатной плате, изготовленной из фольгированного стеклотекстолита, чертеж которой показан на рис. 6. Плата рассчитана на установку конденсаторов КМ-6, К10-17 и К50-16. Резисторы и диоды впаиваются в плату вертикально. Чертеж расположения деталей на плате представлен на рис.7.

Для обеспечения электромагнитной совместимости усилителя с радиоприемными устройствами ДВ- и СВ-диапазонов, его желательно поместить в экран из тонкой листовой меди или латуни. На выходных транзисторах усилителя рассеивается весьма малая мощность при любых уровнях выходного сигнала, следовательно, отпадает необходимость использовать радиаторы для отвода тепла от них, как это делается в аналоговых усилителях.

Для более достоверной оценки качества усилителя автором была произведена его экспертная оценка. Звучание этого усилителя сравнивалось с примерно аналогичным по электроакустическим характеристикам усилителем, собранным на интегральной микросхеме К174УН14. Описываемый усилитель, на взгляд автора имел более предпочтительное звучание, чем интегральный.

Объяснить это можно, повидимому, тем, что усилители класса AD не имеют таких недостатков, характерных для усилителей класса В, как переходные искажения первого (ступенька) и второго (временные задержки сигнала, вызванные процессами коммутации, приводящие к ВЧ-выбросам) рода. Переходные искажения первого рода легко уменьшаются введением глубокой отрицательной обратной связи (ООС), однако переходные искажения второго рода уменьшить с помощью ООС невозможно. Это объясняется тем, что при увеличении частоты снижается общее петлевое усиление, усиление в окрестностях нулевой точки мало, а также тем, что в режиме насыщения транзистор становится практически неуправляемым [3].

На качестве звучания предлагаемого УМЗЧ положительно сказывается то обстоятельство, что указанный коэффициент нелинейных искажений достигается без использования ООС, которая при низкой частоте первого полюса АЧХ усилителя с разомкнутой цепью ООС и при большой глубине последней (как в К174УН14) может стать источником значительных динамических (TIM) искажений [4].

Кроме того, при измерении нелинейных искажений описываемого усилителя с помощью анализатора спектра MARCONI TF2371 было замечено, что основной вклад в нелинейные искажения вносят вторая и третья гармоники, которые менее заметны на слух, чем более высокие составляющие [5]. Спектрограмма синусоидального сигнала частотой 1 кГц на выходе усилителя при выходной мощности 5 Вт приведена на рис. 8. По соотношению амплитуд первых трех и всех остальных гармонических составляющих, описываемый усилитель напоминает ламповый усилитель (мягкое ограничение). Мягкое ограничение, по-видимому, обусловлено выбранным методом формирования треугольных импульсов, при котором происходит небольшое искажение их формы вблизи вершин.

В заключение хотелось бы отметить, что для совместного использования описанного усилителя с УКВ-приемником, перед подачей звукового сигнала на вход усилителя необходимо позаботиться о фильтрации надтональных составляющих, которые присутствуют в сигнале при приеме стереофонических станций в стереодекодерах невысокого класса.

Другие страницы сайта